在環(huán)境污染嚴重以及能源日益緊缺的今天，開發(fā)和利用可再生綠色能源已經(jīng)成為人類的迫切需要。太陽能作為比較清潔、比較易于大規(guī)模開發(fā)利用的可再生能源之一，在近些年來引起了世界各國政府和能源專家的高度重視，而光伏并網(wǎng)發(fā)電技術也已經(jīng)成為新能源開發(fā)利用領域的研究熱點之一。

　　小功率光伏并網(wǎng)系統(tǒng)大都采用單相結(jié)構、電壓電流環(huán)控制，其中又分為雙級式系統(tǒng)和單級式系統(tǒng)。

　　交流信號的頻率和相位測量是光伏并網(wǎng)系統(tǒng)控制與分析中的一個重要內(nèi)容。電網(wǎng)頻率不僅是電能質(zhì)量的衡量指標，而且是安全穩(wěn)定控制的重要狀態(tài)反饋量；電網(wǎng)的相位數(shù)據(jù)提供控制所需的同步信號。頻率和相位的高精度測量由過零檢測實現(xiàn)的全數(shù)字鎖相環(huán)可以實現(xiàn)，但數(shù)字鑒相器、脈沖序列濾波器和分頻器等諸多部件是邏輯電路，難以通過算法實現(xiàn)。采用等效震蕩方法實現(xiàn)的全數(shù)字鎖相環(huán)，與模擬鎖相環(huán)相比，面積小、穩(wěn)定可靠，通過對采樣數(shù)據(jù)的相位進行補償方法實現(xiàn)鎖相，是一種對采樣數(shù)據(jù)進行同步化處理的方法，但運算量較大。光伏并網(wǎng)逆變器的控制算法目前通常采用以下幾種控制技術，如滯環(huán)電流無差拍控制等，以達到高質(zhì)量電能并網(wǎng)的目的。但或多或少存在某些不足，如滯環(huán)電流控制對環(huán)寬的選擇要求較高、PI控制只能對直流信號進行無靜差跟蹤、無差拍控制對控制對象的數(shù)學模型要求較嚴格。針對雙級式非隔離型結(jié)構，本文提出一種小功率單相光伏并網(wǎng)逆變器的設計方案。鎖相環(huán)基于瞬時無功理論，使用二階廣義積分器產(chǎn)生正交電壓，該方法結(jié)構簡單、無濾波延遲、對頻率有自適應性；將比例諧振控制算法應用到并網(wǎng)逆變器控制中，對正弦信號具有零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤能力，在消除靜態(tài)誤差方面更具有優(yōu)勢。結(jié)果驗證了方案的有效性。

　　2光伏并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)結(jié)構與控制算法2.1單相光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)結(jié)構本文所設計的兩級式非隔離型單相光伏并網(wǎng)逆變器如所示。前級DC/DC部分采用的是升壓（Boost）電路，后級DC/AC部分采用的是單相全橋電路，濾波電路基于LC濾波器。

　　所示為光伏并網(wǎng)逆變器的控制流程：以TI公司生產(chǎn)的TMS320F2806型號的DSP芯片為核心的控制板控制前級用到的輸入信號有光伏板電壓信號、光伏板電流信號等，通過前級的Boost電路結(jié)構，控制輸出的脈寬調(diào)制（PWM）信號完成比較大功率點跟蹤（MPPT）功能和母線升壓功能；控制板控制后級用到的輸入信號包括市電電壓信號、逆變電流信號、母線電壓信號和電流信號等，通過后級單相全橋的電路結(jié)構，控制輸出PWM信號完成逆變并網(wǎng)和母線電壓穩(wěn)定的功能。DC-AC逆變器通過鎖相環(huán)來實現(xiàn)逆變器輸出電流與電網(wǎng)電壓的同頻同相，控制算法采用比例諧振算法來得到高質(zhì)量的輸出電流并維持穩(wěn)定的直流側(cè)電壓。

　　2.2單相光伏并網(wǎng)逆變器的控制策略所示是光伏并網(wǎng)逆變器的控制方案，前級控制：采集光伏電壓Vpv和電流Ipv信號進行MPPT計算得到控制前級電路的PWM信號，實現(xiàn)光伏陣列的MPPT控制。后級控制：母線電壓Vbus與電壓Vref做差進行PI運算得電流幅值Ip，再乘以鎖相的sine得到并網(wǎng)逆變電流Iref，它再與并網(wǎng)逆變電流米樣Igrid做差得誤差量實現(xiàn)電流跟蹤控制，以達到母線電壓穩(wěn)定和并網(wǎng)逆變控制。其中，特別要注意的是在穩(wěn)定電壓時由于光伏I-U曲線的非線性特質(zhì)，所以Vref取負號，Vbus取正號。這里的電流控制器選擇的是比例諧振（proportionalresonant，PR）控制器，因為它比傳統(tǒng)PI控制器更能實現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤。

　　2.2.1系統(tǒng)建模并網(wǎng)逆變器后級電路的電流控制框圖如所示。由于開關頻率（20kHz）遠遠高于電網(wǎng)頻率，為了便于分析，忽略開關動作對系統(tǒng)的影響，將逆變單元近似為一增益環(huán)節(jié)。中G（s）為系統(tǒng)控制器傳遞函數(shù)，R為電感L的串聯(lián)等效電阻，ug為電網(wǎng)電壓，Iref是和電網(wǎng)電壓同頻同相的并網(wǎng)電流信號，Il是逆變電流采樣。

　　根據(jù)系統(tǒng)模型可以推出并網(wǎng)逆變器輸出電流的傳遞函數(shù)如式（1）所示：二階廣義積分器傳遞函數(shù)如式（2）所示：2.2.2鎖相環(huán)算法一個鎖相環(huán)系統(tǒng)的主要目標是為逆變器的輸出電流提供一個干凈的正弦電流信號，通過使用鎖相環(huán)檢測市電電壓的參數(shù)，如市電電壓的幅度和頻率保證市電電壓在并網(wǎng)系統(tǒng)中發(fā)生常見的失真如：電網(wǎng)電壓的諧波，電網(wǎng)電壓幅值的波動，電網(wǎng)電壓頻率的變化和相位的跳變，依然能滿足正常的性能，安全運行。其實現(xiàn)的方法有很多種。

　　本文所使用的鎖相環(huán)實現(xiàn)框圖如所示，其中包括正交電壓系統(tǒng)的產(chǎn)生，PARK變換及市電角度的運算。

　　根據(jù)得到系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：增益值越小濾波效果越好，但是系統(tǒng)的動態(tài)響應會變慢。為Hd（s）與Hq（s）傳遞函數(shù)的伯德圖。

　　在單相系統(tǒng)中一種簡單的產(chǎn)生正交電壓系統(tǒng)的方法是使用時變的延遲模塊，它提供了與輸入信號的基波頻率（市電電壓）偏移90度的相移。另一種相似的方法但更復雜是產(chǎn)生一個求積分信號用于希爾伯特變化。還有一個不同的產(chǎn)生正交電壓系統(tǒng)的方法是使用反PARK變換。所有的這些方法都有一些缺點如：頻率特性，復雜度高，非線性，沒有濾波作用。本文基于二階廣義積分器闡述了一種新的單相鎖相環(huán)系統(tǒng)。相比于已知的方法該方法在單相系統(tǒng)中，對于產(chǎn)生一個正交系統(tǒng)該方法具有更好的優(yōu)勢。

　　本文使用產(chǎn)生正交系統(tǒng)的方法如所示，Vgrid作為輸入信號，比較終產(chǎn)生2個相差90的正弦信號V和Vp，其中Vp與Vgnd具有相同的相位和幅值，Va與Vp幅值相等且相位相差90從幅頻特性中我們看出對于Hd（s）只在諧振頻率處即50Hz處增益為0，對非諧振頻率有很大的衰減，可見只能通過頻率為50Hz附近的信號，即可有效的抑制電網(wǎng)中的高次諧波，從相頻特性圖中看出Hd（s）與Hq（s）的相角一直相差90，所以該系統(tǒng)相比于已知的產(chǎn)生正交電壓系統(tǒng)的方法（時變的延遲模塊，希爾伯特轉(zhuǎn)換，和反PARK（變化）有以下優(yōu)點：結(jié)構簡單，對正交電壓系統(tǒng)進行無延遲濾波、該系統(tǒng)對頻率有自適應性。

　　2.2.3光伏逆變器電流環(huán)控制算法后級逆變采用單相全橋電路實現(xiàn)并網(wǎng)。其主電路拓撲如所示，其中，U是前級Boost變化器的輸出，經(jīng)過逆變電路后變?yōu)榻涣餍盘枺谕ㄟ^濾波電路后連接電網(wǎng)。后級實現(xiàn)控制并網(wǎng)輸出電流功能。

　　在實際系統(tǒng)中，PR控制器的實現(xiàn)存在2個主要問題：①由于模擬系統(tǒng)元器件參數(shù)精度和數(shù)字系統(tǒng)精度的限制，PR控制器不易實現(xiàn)；②PR控制器在非基頻處增益非常小，當電網(wǎng)頻率偏移時，不能有效地抑制電網(wǎng)引起的諧波。因此，所以本文采用一種容易實現(xiàn)的準PR控制器，其傳遞函數(shù)如式（7）所示，隊為截止頻率，kp為比例常數(shù)，kr為諧振常數(shù)。

　　PI控制器傳遞函數(shù)如式（5），其中kp為比例常數(shù)，ki為積分常數(shù)：常數(shù)，kr為諧振常數(shù)，D0為諧振頻率：2krss2由式（1）可以看出，逆變器輸出電流與電流和電網(wǎng)電壓有關。對于PI控制，基波頻率D0處的控制器增益為kp+/Dof，是有限值，因此式（1）的第2.2.4控制策略的數(shù)字實現(xiàn)連續(xù)域離散化設計通常采用雙線性變換，變換公式如式（8），T為采樣周期，s為s域的復頻率，z為z域的復變量：將式（8）帶入式（7），可以得到控制器離散域傳遞函數(shù)如式（9）：一項可寫成dre/（s=即輸出電流小于電流，系統(tǒng)存在穩(wěn)態(tài)誤差；同理，第2項不為0，即輸出電流受電網(wǎng)電壓影響。對于PR控制，控制器在基波頻率①。處的增益為以整體結(jié)果趨于無窮大，因此，式（1）的第1項基本等于Iref；同理，第2項趨于，此時，有Il=W.所以PR控制可以實現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差和抗電網(wǎng)電壓干擾的能力。

　　為了驗證PR控制器特性，給出了PI和PR控制器的波特圖，兩個控制器kp值相同且為零，ki=kr=1.從圖中可以看出PR控制器在基波頻率處增益很大，高頻處兩個控制器特性相似。

　　PI和PR控制器的幅頻圖根據(jù)式（9）可以得到差分方程如式（10）：3數(shù)字仿真采用仿真軟件MATLAB對系統(tǒng)進行仿真。仿真參數(shù)如下：輸入電壓380V；電網(wǎng)電壓有效值220V；電網(wǎng)電壓頻率50Hz；濾波電感6mH；濾波電容4.7壚；給定電流有效值為2A；PI控制器參數(shù)為控制器參數(shù)為kp=60/1 1和3分別給出了在PI和PR控制策略下，并網(wǎng)逆變器的電流和電壓波形。從1中可以看出并網(wǎng)逆變器電流能夠跟隨給定電流，通過FFT頻譜分析，如2和4所示，采用PR控制策略為2.12%，而采用PI控制策略的THD=4.34%，可以發(fā)現(xiàn)采用PR控制策略明顯優(yōu)于PI控制策略，驗證了理論分析。

　　在MATLAB中基于二階廣義積分器的仿真結(jié)果如所示，仿真中k=0.8.其中紅色信號為帶有高次諧波的正弦信號Vgnd，藍色信號為經(jīng)過Hd（s）得到的vp信號，綠色為經(jīng)過Hq（s）得到的va信號，從圖中我們可以明顯的看到系統(tǒng)對Vgnd進行了較好的濾波，得到的vp與Va較光滑且相位相差90，達到了滿意的效果。

　　0所示為市電電壓信號與經(jīng)過鎖相環(huán)得到市電的電壓信號，從圖中看出經(jīng)過鎖相環(huán)輸出的度數(shù)在一個周期內(nèi)就完全追蹤上了市電的角度數(shù)，取得了滿意的根據(jù)以上理論分析，特研制一臺逆變器。，圖中通道2測量的是市電電壓信號（220V）；通道4測量的為并網(wǎng)電流波形（5A）。可以看到并網(wǎng)電流與市電電壓同頻同相，并且電流具有較好的輸出波形，滿足系統(tǒng)的設計要求。穩(wěn)態(tài)時，并網(wǎng)電流有效值為5A，輸出功率為1100W，并網(wǎng)功率因數(shù)為0.99，并網(wǎng)電流THD值為4.8%，如7所示。

　　通過PR控制的實驗波形與仿真波形相比，兩者基本接近，并網(wǎng)波形穩(wěn)定且畸變小。

　　4實驗5實驗樣機和控制板實物PR控制下的并網(wǎng)試驗波形7功率分析儀顯示并網(wǎng)參數(shù)5結(jié)論本文對單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中逆變環(huán)節(jié)的鎖相環(huán)和電流環(huán)進行了研究，使用二階廣義積分器產(chǎn)生的正交電壓信號實現(xiàn)自適應濾波，并當市電有很大畸變，依然能夠輸出穩(wěn)定的市電角度，為逆變器的控制提供相位基準，提高了整個系統(tǒng)的精準度與穩(wěn)定性；將PR控制算法應用到并網(wǎng)逆變器控制中，與傳統(tǒng)網(wǎng)壓前饋PI控制器相比，在不影響動態(tài)性能的情況下，有效減少并網(wǎng)電流THD，消除了穩(wěn)態(tài)誤差，提高了并網(wǎng)電流質(zhì)量。結(jié)果驗證了有效性。